Филтри за изглаждане на транзистори, статии за електроника
Транзисторни изглаждащи филтри
| Понастоящем транзисторите и микросхемите се използват широко в електронното оборудване, което отваря големи възможности за неговата миниатюризация. Сложната миниатюризация обаче е невъзможна без значително намаляване на размера и теглото на вторичните източници на енергия и по-специално на изглаждащите филтри. Възможно е да се намалят параметрите на теглото и размера на изглаждащите филтри чрез използване на транзисторни филтри вместо обемисти филтърни дросели и кондензатори. Предимствата на транзисторните изглаждащи филтри в сравнение с техните LC прототипи са особено очевидни при работа при ниски температури на околната среда, когато капацитетът на филтърните кондензатори намалява, както и при честота на захранване от 50 Hz. Въпреки това, имайки печалба спрямо LC филтрите по отношение на посочените показатели (с коефициент 2,9), транзисторните изглаждащи филтри са по-ниски от тях по отношение на ефективността. Ако напрежението на индуктивно-капацитивния филтърен дросел е 1,2 V, тогава в транзисторния филтър на регулиращия транзистор - до 3,5 V. Нека разгледаме няколко добре известни варианта на транзисторни изглаждащи филтри. |
На фиг. 1 показва диаграма на най-простия транзисторен филтър. Принципът на неговата работа е следният. На колектора на транзистора VT1 се подава напрежение с голяма амплитуда на пулсации, а основната верига се подава през интегрираща верига R1C1, която изглажда пулсациите на напрежението в основата. Съпротивлението на резистора R1 се избира от условието за достатъчен базов ток за осигуряване на даден ток в товара. Колкото по-голяма е времеконстантата T=R1C1, толкова по-ниска е пулсацията на напрежението на основата. Тъй като устройството е емитер последовател, изходътвълните на филтъра ще бъдат толкова малки, колкото и на основата. Капацитетът на кондензатора C1 може да бъде няколко пъти по-малък от този на кондензатора в LC филтъра, тъй като базовият ток е много по-малък от изходния ток на филтъра (колекторен ток на транзистора) - приблизително h21e пъти.
Предимството на този филтър е неговата простота. Недостатъците включват, първо, противоречиви изисквания за стойността на съпротивлението на резистора R1 (за намаляване на пулсациите на изхода на филтъра, увеличаване на съпротивлението и за увеличаване на ефективността на филтъра, намаляване на него), и второ, силната зависимост на параметрите на филтъра от температура, време, стойност на тока на натоварване, коефициент на пренос на статичен ток на основата на транзистора. В такива филтри резисторът R1 обикновено се избира емпирично.
На фиг. 2 показва филтърна верига, в която пулсациите на изходното напрежение са по-малки, тъй като ви позволява да увеличите съпротивлението на резистора R1. Тази възможност се дължи на факта, че базовата верига тук се захранва от отделен източник на захранване с напрежение Ub по-голямо от това на основния източник (Uin). Разсейваната мощност в R1 е незначителна, тъй като базовият ток е малък. Въпреки това, наред с положителния ефект от намаляването на пулсациите, този филтър има същите недостатъци като направения по схемата на фиг.1. В допълнение, в този филтър транзисторът може да влезе в режим на насищане и тогава вълните от входа ще бъдат прехвърлени към изхода на филтъра без никакви ограничения. Насищането на транзистора ще настъпи, когато по някаква причина напрежението в основата надвишава напрежението в колектора.
На фиг. 3 показва филтърна верига, която ви позволява да избегнете зависимостта на изходните параметри от температурата, времето, натоварването и коефициента h21e на транзистора. Токът през делителя R1R2 се избира в5 ... 10 пъти по-голямо от текущото разклоняване в основата. Следователно изходното напрежение на филтъра ще се определя от разпределението на входното напрежение през делителя.
Недостатъци на филтъра: по-ниска ефективност в сравнение с тези, сглобени по схемите на фиг. 1 и 2, необходимостта от увеличаване на капацитета на кондензатора C1 за получаване на същото ниво на изходна пулсация, както при предишните филтри. За да се подобрят неговите филтриращи свойства, в основната верига на транзистора се използват N-link RC филтри.
Фигура 4 показва схема на устройство с двусекционен RC филтър. Тук сумата от стойностите на съпротивлението на резисторите R1 и R2 е равна на съпротивлението на резистора R1 в предишното устройство, а съпротивлението на резистора R3 е равно на съпротивлението на резистора R2 във филтъра съгласно фиг.3.
Недостатъкът на това устройство е относително ниската ефективност. От разгледаните филтри практическо приложение получиха устройства, направени съгласно схемите на фиг.3 и 4. Като се вземат предвид интересните качества, присъщи на филтъра съгласно схемата на фиг.2, беше извършена работа за подобряване на това устройство. Това доведе до две версии на филтъра, по отношение на ефективността и нивото на пулсация, близки до LC филтрите, и по отношение на показателите за тегло и размери, значително превъзхождащи ги.
Диаграма на един от тези филтри е показана на фиг. 5, а на фиг. 6 има донякъде опростени графики, илюстриращи работата му. Колекторът на транзистора VT2 се захранва от токоизправителя с постоянно напрежение Uin с голяма амплитуда на пулсации. Напрежението Ub се подава към резистора R1 от допълнителен източник (на фиг. 6 е показано, че не съдържа пулсации, за да се улесни разбирането на филтъра; в действителност може да има пулсации). Винаги трябва да избирате Ub > Uin, което ще увеличи съпротивлението на резистора R1, което означаванамалете капацитета на кондензатора C1. Кондензатор C1 ще се зарежда от източника Ub през резистор R1. Докато напрежението на кондензатора е по-малко от входното напрежение (т.е. напрежението в основата на транзистора VT1), транзисторът е затворен. Веднага след като напрежението на кондензатора надвиши входната стойност UebVT1, транзисторът VT1 се отваря и кондензаторът C1 започва да се разрежда (момент t1 на фиг. 6). Разреждането продължава, докато входното напрежение започне да се увеличава. В момента t2 транзисторът VT1 ще се затвори и кондензаторът C1 ще започне да се зарежда отново. След това този процес ще се повтаря периодично.
Обхватът на пулсациите на кондензатора се определя от времеконстантата T=R1C1. Стойността на резистора се избира въз основа на същите съображения, както в разгледаните по-рано филтри съгласно схемата на фиг. 1 и 2. Необходимият капацитет на кондензатора се изчислява от условието, че времеконстантата T е 10,20 пъти периода на колебание на входното напрежение Uin. Като цяло, колкото по-голям е капацитетът на кондензатора, толкова по-малък е обхватът на пулсациите. Напрежението от кондензатора C1 се подава към основата на транзистора VT2 през диодите VD1, VD2. Тъй като транзисторът VT2 е свързан според веригата на емитерния последовател, изходното напрежение на филтъра ще повтаря напрежението на кондензатора C1 по форма, т.е. пулсациите на изхода на филтъра ще бъдат много по-малки от входа. Изходното напрежение е строго свързано с минималното входно напрежение и не зависи от температурата, времето, съпротивлението на натоварване и коефициента на пренос на статичен ток на главния филтърен транзистор. Минималното напрежение между колектора и емитера на транзистора VT2 се определя от броя на диодите, свързани между кондензатора и основата на този транзистор и служещи за компенсиране на нивото на DC компонента на изходното напрежение. Фигура 7 показвасхема на втората опция за филтър. Условията на работа за него са същите като за първия (виж фиг. 5). Зареждането на кондензатора C1 продължава, докато напрежението върху него надвиши входното със стойност UprVD1 (момент t1 на фиг. 8). От този момент кондензаторът C1 се разрежда през отворения диод VD1, транзистора VT1 и товара, както и през източника на напрежение Uin. Разреждането ще продължи, докато входното напрежение Uin започне да се увеличава отново (време t2). Този процес ще се повтаря периодично. Диодите VD2, VD3 се използват за изместване на нивото на постоянния компонент, както в предишния филтър. В допълнение, диодът VD2 действа като ключ в детектора на пикове VD2C2. Тъй като базовият ток е доста малък и кондензаторът C2 се разрежда само през основната верига, пулсациите върху него ще бъдат по-малки, отколкото върху кондензатора C1. Следователно пулсациите на изхода на филтъра ще бъдат незначителни.
Наличието на кондензатор C2 и диод VD2 променя характера на кривата на зареждане на кондензатор C1 (фиг. 8). Докато напрежението на кондензатора C1 е по-малко от C2 и диодът VD2 е затворен, наклонът на кривата Uс1 се определя от времеконстантата на зареждане T1=R1C1. Когато напрежението UC1 превиши напрежението Uc2 толкова много, че диодът VD2 се отваря (момент t3), тогава кондензаторите ще бъдат свързани паралелно. Скоростта им на зареждане ще намалее и ще се определя от времеконстантата на зареждане T2=R1 (C1+C2). След като напрежението в кондензатора C1 достигне максималната си стойност и започне да намалява, диодът VD2 се затваря и кондензаторът C2 бавно се разрежда през основната верига на транзистора VT1. Параметрите на този филтър, както и на предишния (виж фиг.5), са практически независими от дестабилизиращи фактори. Изглаждащ филтър, сглобен по схемата на фиг.7, на минимална стойноствходно напрежение Uin min=14 V с обхват на пулсации dUin=2,5 V и Ub=18 V осигурява изходно напрежение от 12,5 V при ток на натоварване 2 A с обхват на пулсации dUout=40 mV и ефективност от около 86%. Кондензатори C1 и C2 - K50-29.