Прост трилентов IFR

Обикновен трилентов IFR

Пътят към ефира на начинаещ радиолюбител често започва с изграждането на приемник за директно преобразуване, който е прост по дизайн и дизайн (друго име е хетеродинен приемник). Но, като правило, това са еднолентови конструкции [1,2,3]. Внедряването на многодиапазонни PPP по традиционен начин (с превключване на локалния осцилатор и веригите на входния филтър с многоконтактен бисквитен или барабанен превключвател [4] или използване на сменяеми платки с вериги [5]) води не само до значително усложняване на дизайна и настройката, но и до появата на проблеми със стабилността на честотата на GPA.

Основни спецификации:

Работни честотни диапазони, MHz. 7, 14, 21
Ширината на честотната лента на приемащия път (по отношение на -6 dB), Hz . 300. 2600
Чувствителността на приемащия път от входа на антената, μV, при съотношение s / w от 10 dB, не е по-лоша. 0,7
Динамичен обхват на кръстосана модулация (DD2), dB, при 30% AM и денастройка 50 kHz, не по-малко от . 75
Селективност на съседен канал, dB, при отклонение от носеща честота с 10 kHz, не по-малко от . 70
Ток, консумиран от външно стабилизирано захранване с напрежение 9V, mA, не повече от . 10

Електрическата схема на приемника е показана на фиг.1. Сигналът от конектора на антената се подава към регулируем атенюатор, направен върху двоен потенциометър R1. В сравнение с единичен потенциометър, това решение осигурява по-голяма дълбочина на контрол на затихването (повече от 60dB) в цялата HF лента, което позволява оптимална работа на приемника с почти всяка антена. Освен това сигналът през съединителната намотка L1 се подава към двуконтурен лентов филтър (PDF) L2C5, L3C10 с капацитивно свързване през кондензатор C9.Превключването на обхвата се извършва от превключвателя SA1, който има неутрално (отворено) положение на контактите. В позицията на контактите, показана на диаграмата, лентата от 21 MHz е активирана. При превключване към 14 MHz към веригите се свързват допълнителни кондензатори C1, C3 и C6, C14, измествайки резонансните честоти на веригите към средата на работния диапазон. При превключване към обхвата 7 MHz не само кондензаторите C2, C4 и C8, C15 са свързани към PDF веригите, но и допълнителен свързващ кондензатор C7, който е необходим за получаване на оптимална форма на честотната характеристика на PDF в този диапазон.

Зареждането на PDF е едноцикличен ключов миксер, базиран на полеви транзистор VT1. Това е важен възел, "сърцето" на приемника, който определя основните му параметри и заслужава специално внимание.

В хода на моите експерименти с ключови миксери SPP беше установено [8], че ключовият миксер на хетеродинен приемник, зареден на изхода с капацитети, от входната страна работи като теснолентов синхронен филтър (SF) [9], с централна честота при честотата на локалния осцилатор и честотна лента, равна на два пъти честотната лента на AF. Физическите основи на това явление са описани достатъчно подробно в [10]. Моля, имайте предвид, че при честотите на горните HF ленти, качественият фактор на този прост SF достига абсолютно фантастични стойности - хиляди и десетки хиляди! Например

- с AF лента за приемане на SSB сигнал от 2,5 kHz - повече от 4000 (при 21 MHz) - с AF лента за приемане на CW сигнал от 0,8 kHz - повече от 12 000 (при 21 MHz).

Освен това, изразената честотна зависимост на входния импеданс на ключовия миксер при натоварване с високо съпротивление на последния повишава селективността на свързания към него PDF. В този случай остър връх с ширина, равна на два пътиLF честотна лента (в този случай приблизително 5 kHz). Централната честота на този пик съвпада с честотата на настройка на локалния осцилатор и се настройва заедно с нея. В този случай ефектът от увеличаване на коефициента на качество на веригата е толкова по-голям, колкото по-високо е съотношението на натоварения и конструктивен коефициент на качество и всъщност е равен на това съотношение (разбира се, с достатъчно голямо съпротивление на натоварване на смесителя на хетеродинния приемник или, ако желаете, SF). За класическа система за съгласуване на контура (въведените съпротивления източник/товар са равни), увеличението на качествения фактор на контура няма да надвишава 2 пъти. Поради това е полезно да се намали коефициентът на включване на източника на сигнал - съгласувана антена и да се приложи пълна връзка към смесителната верига, която от своя страна има натоварване с високо съпротивление. В този случай смущенията извън обхвата са значително отслабени, чувствителността и съответно DD, с оглед на изключително малките загуби във входните вериги на приемника, се увеличават значително. И това ни дава възможност да създаваме по-модерни приемници на принципа на директното преобразуване.

Но обратно към концепцията за ПЧП. За реализиране на високите селективни свойства на миксера е използвана пълна връзка с PDF, а натоварването на миксера в сравнение с традиционния е увеличено няколко пъти - до 5-10 kOhm. Полевият транзистор VT1 се включва в режим на контролирано съпротивление [11]. При ниски напрежения дрейн-източник, независимо от полярността, FET каналът се държи като нормално съпротивление. Стойността му може да се променя от няколко мегаома с блокиращо напрежение на портата до десетки ома с отключващо. По този начин, когато хетеродинно напрежение се приложи през кондензатор C17 към портата, ще се получи почти идеален смесител. Изключващото напрежение се настройва автоматично поради изправителното действиеp-n преход (auto-bias) на транзистора VT1. В същото време, чрез промяна на амплитудата на хетеродинното напрежение и следователно на стойността на блокиращото напрежение на портата, можем да зададем относителната продължителност на отвореното състояние на канала или работния цикъл в широк диапазон. При преобразуване в хармоници, за изравняване на чувствителността в диапазоните, коефициентът на запълване на отвореното състояние се избира близо до 4, което се получава автоматично в тази схема, тъй като Преобразувателят е проектиран по такъв начин, че не изисква упорита работа по избора на напрежение на локалния осцилатор. За да направите това, достатъчно е да изберете полеви транзистор VT1 с напрежение на прекъсване, по-малко от това на VT2, не по-малко от 2 пъти.

Предимствата на миксера включват много ниска мощност, консумирана от локалния осцилатор, така че последният практически не се зарежда, което направи възможно изоставянето на буферния етап и по този начин да се опрости веригата. Отделянето на входните и хетеродинните вериги на едноцикличен смесител на транзистор с полеви ефекти по време на неговата работа на основната честота на GPA се определя главно от пропускателната способност на дрейн-гейта на транзистора, което в общия случай е един от неговите съществени недостатъци, което затруднява успешното му използване в HF диапазоните. В случая такъв проблем няма, т.к само в диапазона 7 MHz миксерът работи на основната честота на GPA, а в диапазона от 14 MHz - на втория хармоник на GPA и при 21 MHz - съответно на третия, докато наистина няма сигнали с такава честота в горните диапазони, а съществуващият остатъчен сигнал на GPA с честота от около 7 MHz е много ефективно потиснат от PDF файловете на 14 и 21 MHz ленти. Най-малкото потискане на GPA сигнала ще бъде в диапазона 7 MHz, но дори и тук потискането му (на входа на антената) надвишава 60 dB - това е напълно достатъчно за нормалната работа на приемника.

Локалният осцилатор е направен по схематаиндуктивен триточков (схема на Хартли) на полев транзистор VT2. Веригата на локалния осцилатор съдържа намотка L4 и кондензатори C11-C13. С променлив кондензатор (CPE) C11 честотата на генериране се настройва в рамките на 6,99-7,18 MHz, което съответства на диапазона от 13,98-14,36 MHz във втория хармоник и 20,97-21,54 MHz в третия хармоник. Веригата е свързана към веригата на портата VT2 с помощта на кондензатор C16, върху който, поради коригиращото действие на p-n прехода на транзистора VT2, се образува автоматично отклонение, което доста твърдо стабилизира амплитудата на трептенията. Така например, когато амплитудата на трептене се увеличава, блокиращото изправено напрежение също се увеличава и усилването на транзистора пада, намалявайки коефициента на положителна обратна връзка (PFC). Всъщност PIC се получава, когато токът на транзистора протича през част от навивките на бобината L4. Кранът към източника е направен от 1/3 от общия брой завъртания.

Основното филтриране на сигнала в PPP се извършва при ниска честота чрез нискочестотен филтър (LPF) и следователно качеството на приемника до голяма степен се определя от селективността на неговия LPF. За да се подобри шумоустойчивостта и селективността на приемника на входа на ULF, беше използван нискочестотен филтър с две връзки C18L5C19L6C24 с честота на срязване приблизително 2,7 kHz, съставен от две U-образни LC връзки, свързани последователно. Кондензатор C21 образува допълнителен полюс на затихване зад лентата на прекъсване и по този начин осигурява увеличаване на наклона на честотната характеристика до 40 dB/октава. Като нискочестотни филтърни намотки беше използван GU за запис на лента, което позволи да се изключат трудоемките нискочестотни намотки от дизайна на ПЧП. Сред положителните свойства на това решение могат да се отбележат малките размери на филтъра, високата линейност при високи нива на сигнала поради наличието на немагнитна междина в магнитната верига (Kr е по-малко от 1% на входа1Veff), ниска чувствителност към смущения поради добро стандартно екраниране. Трябва да се отбележи, че най-доброто потискане (с 3 dB) в двусекционен нискочестотен филтър се получава чрез кръстосано свързване на намотките.

Въпреки факта, че натоварването на нискочестотния филтър (входният импеданс на ултразвуковия филтър е около 5-10 kOhm) е избрано значително повече от характерното съпротивление на нискочестотния филтър (което е необходимо за реализиране на добри селективни свойства на смесителя), не се наблюдава неприятно характерно „звънене“ на сигнала, т.к. с оглед на ниския качествен фактор на бобините GU, формата на честотната характеристика на нискочестотния филтър има само леко покачване на горните звукови честоти, което е благоприятно за подобряване на разбираемостта на речта.

Дизайн и детайли. Повечето от частите на приемника са монтирани върху печатна платка, изработена от едностранно фолио от фибростъкло с размери 41x99 mm, чийто чертеж от страната на печатните проводници е показан на фиг. 2, а разположението на частите - на фиг.3. Платката е предназначена за инсталиране на малогабаритни радиокомпоненти - резистори C1-4, C2-23, MLT-0.062. При използване на по-големи резистори (0,125 или 0,25 W), те трябва да се монтират вертикално. Термостабилни керамични контурни кондензатори KM, K10-17 или подобни вносни (оранжев диск с черна точка или многослоен с термична стабилност MP0). Тримери CVN6 от BARONS или подобни малки. Желателно е да изберете термично стабилни кондензатори C18, C19, C21, C24 - филм, метален филм, например, малки вносни серии MKT, MKR и други подобни. Останалите керамични блокиращи и електролитни са от всякакъв вид малки.

Приемните намотки L1-L4 са направени на малки рамки от 10,7 MHz IF контурни намотки с размери 8x8x11 mm (фиг. 4) от широко използвани евтини вносни радиостанции и радиомагнетофони. НамоткиL2-L4 съдържат 18 навивки PEL, PEV проводник с диаметър 0,13-0,23 mm, кранът от намотката L4 е направен от шестия завой, като се брои от изхода, свързан към общия проводник. Комуникационната намотка L1 е навита върху дъното на намотката L2 и съдържа 3 навивки от същия проводник. Навиването трябва да се извърши с максимално опъване на жицата, равномерно поставяне на завоите във всички секции на рамката, след което намотката е плътно фиксирана със стандартна найлонова втулка. Цялата верига е затворена в обикновен месингов екран. Ако е необходимо, всички намотки могат да бъдат направени на всякакви други рамки, достъпни за радиолюбител, разбира се, като се променя броят на завоите, за да се получи необходимата индуктивност и съответно да се коригира чертежът на печатната платка за нов дизайн. Например, за широко използвани рамки на IF вериги от стари телевизори с диаметър 7,5-8,5 mm с тримери SCR-1 (M6x10) и правоъгълни (може и кръгли) екрани, бобините L2-L4 съдържат 12 навивки от PEL проводник, PEV с диаметър 0,4-0,7 mm, навити на дължина от 10 mm, докато кранът от намотката L4 е направен от четвъртия завой, броене от изход, свързан към общ проводник. Комуникационната намотка L1 е навита върху дъното на намотката L2 и съдържа 2 навивки от същия проводник.

Като нискочестотни филтърни намотки L5, L6 могат успешно да се използват всички налични нови или употребявани универсални глави на домашни или вносни стереокасетофони. Тяхната индуктивност, като правило, е в диапазона 60-180mH, което е доста подходящо за нас, само за да се поддържа граничната честота на нискочестотния филтър, е необходимо да се променят стойностите на кондензаторите C18, C19, C21, C24 в обратна пропорция. Това ще бъде лесно да се направи на ухо при първия тест на приемника в ефир.