Радио списание 7 брой 2003г
М. ДОРОФЕЕВ, Москва
Полевите транзистори на MIS структурата с индуциран n-канал са най-широко използвани в импулсни преобразуватели на напрежение. При нулево напрежение на портата (по отношение на източника), транзисторът е затворен и се отваря с положително напрежение с доста ясно дефиниран праг. Нафиг. 1 показва експериментално измерената зависимост на тока на изтичане от напрежението gate-source на транзистора IRF630. Интервалът на входното напрежение от напълно затворено състояние до наситено не надвишава 0,5 V, което означава, че транзисторът обикновено превключва.
Тъй като в канала няма натрупване на носители на заряд, няма време за тяхната резорбция. Продължителността на нарастване и спадане на импулсите на дрейн тока със съответния управляващ сигнал е 20. 30 не при пълен работен ток, достигащ 9 A. Максималното работно напрежение дрейн-източник Us max = 200 V, максималната разсейвана МОЩНОСТ P pac max = 75 W.
Входното съпротивление на MIS транзисторите е чисто капацитивно, но това не означава, че когато се приложи контролен импулс към портата, той ще се държи като конвенционален кондензатор. На еквивалентната схема на транзистора се разграничават три основни капацитета: вход Czi - между портата и източника; проходът Cse е между дренажа и портата, изходът Cci е между дренажа и източника.
Капацитетът Sei се зарежда като конвенционален кондензатор само до праговото напрежение Uпор.Веднага след като транзисторът се отвори, възниква отрицателна обратна връзка по напрежение чрез капацитета Ссз. На кривата на зареждане на входния капацитет се появява хоризонтален участък. Продължителността му в зависимост от зарядния ток варира от фракции до единици микросекунди, но играе важна роля при формирането на токовия импулс.оттичане.
За изследване на характеристиките на кривата на зареждане е сглобен възел, чиято диаграма е представена наФиг. 2 (без резистор R3). Възелът се захранва от два източника Upit1 и Upit2, тъй като напрежението на изтичане достига стотици волта. Диаграмите на напрежението в характерните точки на възела са показани в произволен мащаб наФиг. 3.
До този момент положителното напрежение на входа поддържа транзистора VT1 отворен. Продължителността на нарастването и спадането на задействащите импулси (общо с времето на нарастване на усилвателя на осцилоскопа) не надвишава 20 nsec, така че те не са показани на диаграмата. На сегмент t1. t2, когато транзисторът VT1 вече е затворен, VT2 също е все още затворен и напрежението на неговия гейт нараства експоненциално с времеконстантата R2Czi. На екрана този начален участък изглежда като сегмент с права линия.
Транзисторът VT2 се отваря в момент t2, т.е. с известно закъснение. Нека го обозначим като tset1 = t2 - t1. От момента t2 започва да действа отрицателна обратна връзка между изтичането и портата чрез капацитета Ssz (ефект на Милър). Напрежението на вратата спира да се увеличава и начертайте b в t2. t3 представлява хоризонтална линия на екрана. Но напрежението в точката от момента t2 започва да намалява поради увеличаване на тока на изтичане.
В момента t3, транзисторът VT2 се отваря напълно, напрежението при източването му почти достига нула и остава постоянно, отрицателният OS се изключва чрез Cse (токът на OS е нула). Напрежението на вратата отново започва да нараства експоненциално до Upit1.
В момента t4 транзисторът VT1 се отваря и капацитетът Czi започва да се разрежда. Времевата константа на разреждането му е много по-малка от зареждането, така че напрежението на вратата на транзистора VT2 намалява много бързо и докато достигне стойността Unop (момент t5), транзисторътVT2 остава отворен.
В момент t5 той започва да се затваря, напрежението на неговия дрейн започва да се увеличава и отрицателният FB отново влиза в действие. На графика b се появява стъпка, но тъй като затварянето е много бързо, нейната продължителност е много кратка. Транзисторът се изключва преди напрежението на портата му да падне до нула. Времевият интервал от U до t5 е времето за забавяне на изключване tset2 = t5 -t4.
Едно от най-важните условия за надеждната работа на импулсните преобразуватели на напрежение е формирането на безопасен режим на превключване за транзистори с висока мощност. Когато транзисторът е включен, изтичащият ток се увеличава от нула до максимум, а напрежението върху него намалява от максимум до почти нула. Когато транзисторът се затвори, процесът е обратен. Необходимо е както токът, така и напрежението и техният продукт по цялата траектория на работната точка да не надвишават допустимите стойности. Пренапреженията на тока и напрежението в преходни позиции трябва да бъдат изключени или сведени до минимум.
Тези цели се постигат чрез принудително забавяне на процесите на превключване на транзисторите. В същото време нарастването и спадането на импулса трябва да бъде възможно най-кратко, за да се намали отделянето на топлина в транзистора, т.е. трябва да се намери компромис. Експериментите показват, че с полеви транзистори проблемът се решава по-лесно, отколкото с биполярни.
Продължителността на фронта на импулса на дрейн тока е равна на продължителността на хоризонталния участък t2. t3, което от своя страна е пропорционално на съпротивлението на резистора R2 (виж фиг. 2). Зависимостта на продължителността на фронта tf от съпротивлението на резистора R2 е показана нафиг. 4. Следователно, като изберете този резистор, можете лесно да зададете желаната скорост на нарастване на тока на изтичане.
Включване на полевия транзистор съгласно схемата на фиг. 2 има един интересенфункция, която допринася за решаването на проблема. Скоростта на нарастване на тока на изтичане в началната фаза на импулса е значително намалена, което води до пълна липса на скок в предната част на импулса на изтичане на ток (формата на импулса на изтичане на ток може да се съди по формата на импулса на напрежението в точка c).
И така, за транзистора IRF630 с Upit1 \u003d 15 V и R2 \u003d 560 Ohm, topen = 0,5 μs, tclose = 0,06 μs. При такава ВИСОКА СКОРОСТ на затваряне спадът на импулса на напрежението на дренажа има вълна от 7,5 V при Up = 20 V. Амплитудата на импулса също е 20 V, което означава, че вълната е 27,5% от амплитудата му.
Някои смятат, че скокът се дължи на директното преминаване на входния сигнал през капацитета Cse. Смятам, че мощността на входния сигнал е твърде ниска за това, въпреки че, разбира се, има условия за преминаване. По-вероятна причина според мен е реакцията на захранващата верига на транзистора към бързо намаляване на тока на изтичане.
Във всеки случай трябва да се борим с това явление. Най-лесният начин е да се намали пренапрежението чрез увеличаване на времето за разреждане на входния капацитет на транзистора VT2 (виж фиг. 2). За да направите това, в емитерната верига на транзистора VT1 беше включен резистор R3.При R3 = 56 Ohm амплитудата на пренапрежението намалява до 1,75 V или 9%, а при R3 = 75 Ohm до 1 V или 5% от амплитудата на импулса. С резистор R3 продължителността на фронта на импулса се увеличава леко - с около 0,1 μs.
Напълно неизкривени импулси се получават, ако към горния извод на товарното съпротивление Rн се включи верига от последователно свързани кондензатори с капацитет 0,47. 1 uF и резистор със съпротивление 1,2 ома (другият край на веригата е към общия проводник). Тази веригатрябва да се постави възможно най-близо до клемите на транзистора VT2.
При двутактните преобразуватели, освен изброените, се появява още един проблем - чрез ток. Причината за появата му в устройства, базирани на биполярни транзистори, е крайното време на поглъщане на излишните второстепенни носители в основата на транзисторите, поради което е необходимо изкуствено да се забави отварянето на транзисторите.В полевите транзистори при тези условия забавянето на включване и изключване се извършва автоматично и продължителността на закъсненията е стабилна.
Въпреки че FETs не съхраняват заряд, преминаващият ток може да възникне само когато tset2>gt; tset1. Ако гарантирате, че транзисторът се затваря в едното рамо на преобразувателя, преди затвореният да се отвори в другото рамо, този ток няма да възникне. С други думи, трябва да има пауза между затварянето на един транзистор и отварянето на друг.
За да отворите транзистор с полеви ефекти, е необходима относително малка мощност. Управляващите импулси могат да се подават директно от изходите на логическите схеми без предварително усилване на тока. Изходната мощност на самия преобразувател може да достигне няколкостотин вата. За да управлява мощни транзистори с полеви ефекти, индустрията произвежда специални микросхеми, които позволяват изходен ток до 100 mA или повече. Но това са универсални микросхеми, предназначени за управление на транзистори с Svx \u003d 3000. 4000 pF и за честота на преобразуване от стотици килохерци.
Фрагмент от схемата за включване на транзистори, управлявани от цифрови микросхеми, е показан нафиг. 5 Входният капацитет на транзисторите VT1 и VT2 се зарежда през резистори R1 и R2 и се разрежда съответно през диоди VD1, VD2, което е еквивалентно на включване по схемата на фиг. 2.
Нафиг. 6 са показани вразлични времеви мащаби, импулсите на изтичане на ток на транзистори VT1 и VT2. Сигналът на екрана на осцилоскопа изглежда като права линия с тесни зъби (фиг. 6, а). Пиковете са кратките паузи между импулсите на източващия ток. Формата на паузата в голям времеви мащаб е показана на фиг. 6б. Сигналът може да се наблюдава на екрана на двуканален осцилоскоп в режим "сума" с инверсия в един от каналите.
Въпреки това, диаграмата на фиг. 5 не е типично за изграждане на мощни импулсни захранвания. Те най-често използват полумостови преобразуватели на напрежение, в които управляващите вериги на мощни транзистори трябва да бъдат изолирани една от друга в постоянен ток. Диаграма на полумостов преобразувател (в опростена форма - без някои спомагателни възли) е показана нафиг. 7. Устройството по схемата на фиг. 5 се използва тук като генератор на управляващи импулси и допълнителен източник на енергия.
Този преобразувател работи на 25 kHz; изходна мощност - 200 вата. Главният осцилатор на логическите елементи DD1.1, DD1.2 на чипа CD4011BCN работи много стабилно. При друга микросхема честотата може да се различава от посочената, тогава ще трябва да изберете резисторите R2 (и, вероятно, R3). Не е желателно да се използва микросхемата K561LA7, тъй като захранващото напрежение на главния осцилатор е 15 V, т.е. максимално допустимото за тази микросхема.
Транзисторите IRFD010 имат малък входен капацитет, поради което паузите между импулсите не надвишават 0,5 µs. Продължителността на паузите може да се увеличи чрез свързване на кондензатори C5 и C6 (показани с пунктирани линии) с капацитет от 100 pF или повече. Те могат да правят симетрични паузи. Ако паузите са симетрични, тогава те могат да бъдат разширени по-лесно чрез включване на кондензатор между портите на транзисторите VT1 и VT2. В този случай продължителността на нарастване и спадане на импулсителеко се увеличава.
Симетрията на самите импулси се постига чрез избор на резистор R2. За описания преобразувател продължителността на паузата в основата на импулсите е 0,1 µs и приблизително 0,45 µs между техните пикове.
Импулсите, идващи от намотките III и IV на трансформатора T1, отварят мощни транзистори VT3 и VT4. Такова включване на транзистори е еквивалентно на показаното на диаграмата на фиг. 2 с резистор R3 Формата на импулсите върху първичната намотка на трансформатора Т2 в произволен мащаб е илюстриранафиг. 8.
Резисторът R6 играе важна роля в устройството. Той елиминира вълната на импулсния фронт и потиска резонансните явления. Удобно е да вземете сигнал от него, за да наблюдавате и контролирате параметрите на импулсите и паузите между тях. Неговото съпротивление трябва да бъде минимално необходимото за постигане на тези цели.